開關電源輻射騷擾傳導騷擾?。ㄒ唬?/h1>

日期：2025-06-20 00:49

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摘要： 概述 圖片 目前，電子產品電磁兼容問題越來越受到人們的重視，尤其是世界上發(fā)達國家，已經形成了一套完整的電磁兼容體系，同時我國也正在建立電磁兼容體系，因此，實現產品的電磁兼容是進入國際市場的通行證。對于開關電源來說，由于開關管、整流管工作在大電流、高電壓的條件下，對外界會產生很強的電磁干擾，因此開關電源的傳導發(fā)射和電磁輻射發(fā)射相對其它產品來說更加難以實現電磁兼容，但如果我們對開關電源產生電磁干擾的原理了解清楚后，就不難找到合適的對策，將傳導發(fā)射電平和輻射發(fā)射電平降到合適的水平，實現電...

 概述
圖片

         目前，電子產品電磁兼容問題越來越受到人們的重視，尤其是世界上發(fā)達國家，已經形成了一套完整的電磁兼容體系，同時我國也正在建立電磁兼容體系，因此，實現產品的電磁兼容是進入國際市場的通行證。對于開關電源來說，由于開關管、整流管工作在大電流、高電壓的條件下，對外界會產生很強的電磁干擾，因此開關電源的傳導發(fā)射和電磁輻射發(fā)射相對其它產品來說更加難以實現電磁兼容，但如果我們對開關電源產生電磁干擾的原理了解清楚后，就不難找到合適的對策，將傳導發(fā)射電平和輻射發(fā)射電平降到合適的水平，實現電磁兼容性設計。

開關電源傳導騷擾

2.1 傳導發(fā)射的產生

         開關電源的傳導騷擾是通過電源的輸入電源線向外傳播的電磁干擾。在開關電源輸入電源線中向外傳播的騷擾，既有差模騷擾、又有共模騷擾，共模騷擾比差模騷擾產生更強的輻射騷擾。傳導騷擾的測試頻率范圍為150KHz～30MHz，限值要求如下表1 所示：



         在0.15MHz～1MHz 的頻率范圍內，騷擾主要以共模的形式存在，在1MHz～10MHz 的頻率范圍內，騷擾的形式是差模和共模共存，在10MHz 以上，騷擾的形式主要以共膜為主。傳導發(fā)射的差模騷擾的產生主要是由于開關管工作在開關狀態(tài)，當開關管開通時，流過電源線的電流線形上升，開關管關斷時電流突變?yōu)?，因此流過電源線的電流為高頻的三角脈動電流，含有豐富的高頻諧波分量，隨著頻率的升高，該諧波分量的幅度越來越小，因此差模騷擾隨頻率的升高而降低，另外，如下圖1 所示，由于電容C5 的存在，它與電感L3 組成低通濾波器，因此，差模傳導騷擾主要存在低頻率段。



         共模騷擾的產生主要原因是電源與大地（保護地）之間存在有分布電容，電路中方波電壓的高頻諧波分量通過分布電容傳入大地，與電源線構成回路，產生共模騷擾。

        如上圖 1 所示，L、N 為電源輸入，C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 組成輸入EMI 濾波器，DB1 為整流橋，L1、VD1、C6 和VT2 為功率因數矯正主電路，VT2 為開關管，開關管的D 極與管子的散熱器相連，開關管安裝在散熱器上時，與散熱器之間形成一個耦合電容，如圖1 中的C7 所示，開關管VT2 工作在開關狀態(tài)，其D 極的電壓為高頻方波，方波的頻率為開關管的開關頻率，方波中的各次諧波就會通過耦合電容、L、N 電源線構成回路，產生共模騷擾。電源與大地的分布電容比較分散，難以估算，但從上面的圖1 來看，開關管VT2 的D 極與散熱器之間耦合電容的作用*大，在上面的圖1 中，從整流橋到電感L3 之間的電壓為100Hz 的工頻波形，而從電感L3 到二極管VD1 和開關管VT2D 極之間的連線的電壓均為方波電壓，含有大量的高次諧波。其次電感L3 的影響也比較大，但L3 與機殼的距離比較遠，分布電容比開關管和散熱器之間的耦合電容小的多，因此我們主要考慮開關管與散熱器之間的耦合電容。

2.2 傳導騷擾的解決方法

2.2.1 EMI 濾波器

         解決傳導騷擾目前大都采用無源濾波器，如上圖 1 中所示，C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 組成一個EMI 濾波器，L1、L2 是兩個共模電感，一般來說，在共模電感當中，含有20%左右的差模電感，與電容C1、C2、C3 構成差模濾波器，C4、C5 是共模電容，與電感L1、L2 構成共模濾波器。

共模電感量的計算：

       假設開關管集電極的干擾電壓在 400V 左右，轉換成dB（μV）為：



        傳導發(fā)射測試設備內部的去耦網絡（LISN）內阻Zin 標準為50Ω。則耦合電容C7 與測試設備去耦網絡的內阻Zin 對騷擾電平的衰減為：



      則：如果不加EMI 濾波器時，電源輸出端口所測得的騷擾電平為：



表 1 中A 級電源端口傳導限值的要求為79 dB（μV），顯然大大超過了限制的要求。則需要濾波器在 150KHz 處的衰減為：

        112-79=33 dB，考慮到至少有6dB 的裕量，EMI 濾波器的在150KHz 處的衰減應大于39dB，我們取40dB。二階濾波器的衰減特性是-40dB/10 倍頻，在圖1 中有兩個二階濾波器，衰減特性是-80dB/10 倍頻，則濾波器的轉折頻率應在：47KHz 左右，考慮到其他因素的影響，濾波器的轉折頻率取為40KHz。

共模電容 C4、C5 取4700P（考慮到漏電流的問題，不能取太大），則：C=C4+C5=9400P。

根據



計算得：L=1.7mH

        在設計EMI 濾波器的時候，為了有效的抑制騷擾信號的目的，必須對濾波器兩端將要連接的源阻抗進行合理的搭配，當濾波器的輸出阻抗Zo 和負載阻抗RL 不相等時，在這個端口會產生，反射系數ρ由下式來定義：



         當 Zo 和RL 相差越大，端口產生的反射越大。

        EMI 濾波器中的共模電感含有20%左右的差模電感，與X2 電容構成差模濾波器，在上面的原理圖中，X2 電容C1、C2、C3 對傳導騷擾的低頻端影響比較大，主要原因是因為在低頻段，騷擾的方式主要以差模的方式存在，增大C1、C2、C3，可以減小低頻段的騷擾電平，但取值一般不超過0.47～2.2μF，如果適當增大電容，低頻段仍然超標，可以增加差模電感來解決。

2.2.2 其他方法

        EMI 濾波器是采用切斷傳播途徑的方法來減小傳導發(fā)射的騷擾電平，另外我們也可以從發(fā)射的源來著手，減小發(fā)射源向外發(fā)射的電平。

1：如下圖2 所示：



          圖2 中，在PFC 升壓電感上增加一個輔助繞組，該繞組的匝數與主繞組相同，方向與主繞組相反，C7 是開關管與散熱器之間的耦合電容，如圖所示增加一個與C7 容量大致相同的一個電容接到散熱器與輔助繞組之間，這樣C7、C8 耦合到散熱器的騷擾信號幅度相同，方向相反，兩個信號剛好可以相互抵消，大大減小向外發(fā)射的騷擾電平。

2：如下圖3 所示：



         在圖3 中，增加一個高頻電容C8，接在開關管散熱器與輸出地之間，該電容與散熱器的連接處離開關管越近越好，該電容選用安規(guī)電容，容量在4700P 到0.01μf 之間，太大會使電源的漏電流超標，經過電容C7 耦合到散熱器上的騷擾信號經過C8 衰減，衰減的系數為



        由于 C8 比C7 大許多，上式可以簡化為：



        可見，假設 C7 為30P，C8 為4700P，則向外發(fā)射的騷擾信號被衰減了157 倍，近45dB。

下一篇： 建立半電波暗室應注意的幾個問題？（二）
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